专利名称用于小数位的多电平编码的制作方法

     数据编码就成为计算机处理的关键。即不同的信息记录应当采用不同的编码，一个码点可以代表一条信息记录。由于计算机要处理的数据信息十分庞杂，有些数据库所代表的含义又使人难以记忆。为了便于使用，容易记忆，常常要对加工处理的对象进行编码，用一个编码符合代表一条信息或一串数据。对数据进行编码在计算机的管理中非常重要，可以方便地进行信息分类、校核、合计、检索等操作。人们可以利用编码来识别每一个记录，区别处理方法，进行分类和校核，从而克服项目参差不齐的缺点，节省存储空间，提高处理速度。

　　二进制数字信息在传输过程中可以采用不同的代码，各种代码的抗噪声特性和定时能力各不相同，实现费用也不一样，几种常用的编码方案：单极性码、极性码、双极性码、归零码、双相码、不归零码、曼彻斯特编码、差分曼彻斯特编码、多电平编码、4B/5B编码。

     调制解调器通过将数据变换成模拟信号，在模拟通信介质上传送数字式数据。今天一些复杂的调制解调器是通过将数据变换成模拟信号，以后再用这些信号调制模拟载波来传送数据信息的。通常对各位的集合进行组合以构成二维码元，码元的分量被变换成模拟形式，模拟形式的各分量分别调制一个载波以及该载波的正交拷贝。这两个调制的结果相加并滤波，其结果加于传输介质。远端调制解调器接收该信号，对该信号进行采样，并识别模拟采样值的幅值和相位，把采样值变成码元，最后恢复原始的数据位。实际上调制解调器的作用就是把数字信号编码成在载波上调制的二维码元构象。

　　当电信网完全是模拟式时，主要误差源是来自非理想的混合电路的信号回波传输线上其它的不连续性，以及来自大量未知源的噪声。当电信网包括数字链路时，模拟数据被采样以及量化，则引入了源于在网络中采样和量化时的附加噪声源。

　　虽然人们相信在网络中量化时引起的附加噪音会降低所能达到的最大的数据传输速率，但是，在1992年10月20日申请的，顺序号为No.07/963539的共同未决申请中，公开了一个确实能达到比传统调制解调器所能达到的速率更高的数据传输速率。通过将新型调制解调器中的采样与在网络中Μ律编码译码器的采样同步，以及通过将调制解调器的信号电平设置成与Μ律编码译码器的量化电平一致可实现较高的速率。07/963539申请的调制解调器基本上能保证在网络中采样处理没有误差信号产生。

　　虽然07/963539申请以改进的调制解调器解决了由数字网络的编码译码器产生的量化问题，但是困难仍然存在于网络的量化之前不可避免地引入信号的回波和噪声。这个问题可用一个调制解调器来解决，该调制解调器对发送到中心局的码元进行编码，以便解码出正确的码元，除去噪声与回波相互作用产生的误差。然而，问题是用一种有效的方法对信号进行编码。

　　用多电平编码可实现码元的有效编码。在多电平编码中，较易出错的码元的各部分用比不易出错的各部分量更健全的方案进行编码。非二进制码元的构象用小数位速率变换器与多电平编码器相结合进行处理，以产生有效的，高效的码元构象。

　　在所公开的说明性实施方式中，加于调制解调器的数字式数据被编码并变换到中心局编码译码器识别的各电平的一个子集上，最低两位有效位是已用多电平码编码的调制解调器传送的电平的二进制表示。最低有效位用一种代码进行编码，该代码比对次最低有效位所用的代码更健全。这是因为最低有效位的误差似乎更多些。最高有效位是借助于小数位速率变换器进行变换的，它对所选的码元构象部分例如平均功率进行优化。网络中相应的回波消除器，首先估计回波然后从由中心局加到数字网的信号中减去回波。此后在各级中对接收信号进行译码。第一步，根据第一个纠错码识别码元的最低有效位，第二步，用第二纠错码以及第一步的结果，确定码元的其余位。分组或卷积编码能被使用。

　　附图说明

　　在图1描述的方案中，上面所述的’539申请(此处用作对比文件)公开的这种类型的调制解调器与连到中心局编码译码器11，本地设备与调制解调器5耦合产生数字数据，这些数据在变换器51中变成码元，各码元变换成与电平选择器52中的中心局Μ律编码译码器11同步的量化器10的电平，并在预均衡器53中进行均衡处理。均衡器53的输出利用发送信号给中心局的混合电路54，加到双线设备上。电平选择器52与量化器10的匹配(电平与采样时间二者)是借助于来自中心局的反馈通过混合电路54，接收器/控制器55来实现的。当然，可以事先在工厂或动态的调整电平。动态调整可能是连续的或只在传输的开始进行。采样时间能连续的调整。中心局通过混合电路12接收信号，并转送到量化器10，对接收的信号量化以及变成数字形式以形成数字流R。尽管在图1中未表示出来，但可以期望由量化器10形成的数字流被送到远端中心局，然后送到数字用户设备(甚至可能不必通过互补调制解调器转换成模拟电平)。

　　经验告诉我们加到中心局量化器10的信号中夹杂着附加噪声N，以及附加回波信号E，他们主要源于混合电路12的性能(为了简化，图1用一个加法器表示附加的回波)，因此，在中心局量化器10的输入是S＋E＋N，以及中心局编码译码器的输出为R，它是S＋E＋N的量化的电平。即使是信号S由调制解调器5调制到与量化器10的输出电平一致，但是输出R可能与S还是不同，这是由于附加信号造成的。

　　尽管噪声的电平是未知的，但回波可以进行合理的估计。因此，中心局在信号传送之前从信号中减去回波估计值是合理的。但是，中心局的设备已经就位，对它进行修改是不切实际的，因此，一种可供选择的，必须改变的办法是去除在中心局后流经网络的数字信号中的回波分量。这种设备表示在图2中的框2中，其中减法器13，从数值R中减去回波估值，结果送量化器20，由它产生数字信号S’。回波估计值是用回波消除器14根据公知技术得出来的。回波消除器响应与通过数/模转换器耦合到混合12的信号，关于回波的消除，参看Gitlin等人“数据通讯原理”Plenum出版社，1992。

　　人们期望信号S’基本上等于S，即剩余的误差应当仅是附加的噪音信号以及对应于回波E和它的估值E’的差值信号，遗憾地是，图2的方案未能消除回波的所有影响。图3至图5能说明这一问题。

　　在图3中，信号S以电平11传送，回波使得信号达到电平12，非常接近电平13和电平14之间的阀值。当噪声刚好是个小的负值时，中心局的量化器10选择电平13，再减去信号E’，则产生电平15，量化器20产生信号S’，S’是处在信号S的电平11。换言之，没有引入误差。另一方面，在图4中，小的噪声电平刚好是正的，使得量化器10的输入信号，超过了阀值23，其结果是量化器10输出电平14，减去回波估值，形成电平16，但是现在量化器20产生电平17而不是电平11，当然，这是一电平误差。

　　在图5中，电平不是始终不变的(这其实是Μ律编码译码器的情况)，那将导致二电平误差。从电平11开始，回波信号使量化器10的输入信号移到电平18，噪声把信号推到超过电平19和电平21之间的阀值，结果量化器10产生电平21；减去估值信号E’，产生电平22，则量化器20产生电平为24的信号，即比电平11高二级。图4中所示的误差类型的概率实际上远比图5中所示的误差概率大的多。

　　正如上面指出的那样，信号的量化电平S对应于由选择器52产生的一组码元。用使用调制解调器的技术人员熟悉的字眼表示，则S和R的码元可以看成是沿X轴码元的构象。最普遍的误差是在构象中把码元移到它的相邻的位置。其次的误差是在构象中跳过一个码元。如果一组量化的电平按顺序(即第一个码元是00000，下一个是00001，再下一个是00010，……)表示成S，那么最普遍的误差是码元的最低有效位。其次就是次最低有效位，下面的问题就是，不管什么样的纠错码与信号5组合，至少这两类误差应当是可校正的。

　　除当回波被消除，回波和噪声可能组合产生误差，量化器10的Μ律编码译码器能构成这种问题外，要充分认识到Μ律编码译码器的较低电平是太靠近以至不能给出性能优良的电平，还要认识到Μ律编码译码器很高的电平性能好，但是消耗太多的功率。因此，不使用网络的Μ律编码译码器的全部255个电平值，这意味着通过网络的编码译码器能够发送的位率少于每个码元的8位。另一方面，有用电平数值可能大于128(对应每个码元7位)，这意味着可使用每个码元的小数位。在Μ律编码译码器中，有用电平数取决于所要求的抗噪声电平。正如公知技术中所知道的，小数位率传送是当从输入位数B中产生L个码元时得出的，并且B/L的比率是个带分数(MixedFraction)。在这个公开的上下文中，将各个位变换成码元也保证(通过仔细地设计变换，正如下面公开的)那些相应于我们不希望使用的编码译码器电平的码元，不出现在变换器输出端。

　　概括来说，在许多应用中，构象码元的数并不要求使用2的幂，即每个码元位数是带分数，例如7.5，美国专利5103227，于1994年3月7日发布给Betts，公开了用于产生这样码元的方法，它是基于模变换的概念。该想法是把输入的位串B变成L个码元的序列。例如，当在构象(或“字母表”)中有5个码元，以及B是111110001(497)，B的值能用基数为5表示成34425，它相当于3×53＋4×52＋4×51＋2×50。当然基数或者模数Q要相应于变换器输出字母。

　　在上例中，所有的输入位(B)被变换，但并不是绝对地必要。随着小数位率B/L的建立，在构象中码元数至少为2B/L，舍入到下一个整数。当少于所有的位被变换时，也可将轻微的重担放在构象中。这可由下面的例子快速的评价。当构象包括的码元少于256但多于128时，则7与8之间的小数位率能被支持。如你想得到29位的集合(例如)，并把它们变换到4个码元上，则可得到每个码元7.25位的速率。根据上述，每个码元7.25位的位率，要求27.25个码元的构象(舍入到下一个整数)，它是153。另一方面，如果7.25位中的一位不变换，则剩下的6.25位被变换，那么，6.25变换位的构象加上一个不变换位需要包括154个码元。这就是关于最小增量(Deminmus)。非常有趣的是，正如下表所示，随着变换位数的减小，构象尺寸平稳的增长。同时，作用到变换器的位的数目(B)也减小，相应地，变换器的复杂性也降低。

　　表I

　　当需要变换的位数小时，完成变换的传统方法是通过存贮器查找表，即只读存贮器(ROM)，用于执行这种实际变换的存贮器内容，可由上面提及的模变换方法准备好。另一方面，由于按装在ROM中的变换仅是一次性计算，则使用这种方法的确没有实际的优越性。更重要地以及更有利地是，由于2B≤QL(即并不是使用所有的组合)，因而，在变换存贮器中的数据可以被按排以改善选择的标准，例如，对码元的不同概率进行排列，以降低平均功率，这将在下面进行说明。

　　当某些位要变换，而其它位不要变换，以及当变换(成Q码元的构象)的位是最高有效位，那么，总的信号(Q×2μ个码元的，Μ是不变换位的数目)构象，可以看成是被分成Q个子集，由S1，S2…Sq表示。如果子集Si中一个码元的概率是Pri和Pi是在这个子集的平均功率，那么总的平均功率由Pa=ΣI=1l=QpriPl]]>给出。

　　为了降低平均功率，对于小Pi的Pri应当大，可能已经注意到，在Μ律编码译码器情况下，则“灵巧的”变换的优点比等间距信号构象所得到的更大，这是由于具有高电平信号子集的功率大。也可能注意到，如果你想得到直流电平0，则要求对称(相对于0电平)，在这种情况下，则在子集S1中的码元的模拟电平应当是在子集Sq(P1＝P4)的模拟电平的负形式，以及他们的概率应当等于(Pr1＝Pr8)。因此，一般来说，可以把子集分成两个对称的组，一组用正下标，另一组用负下标，对于正角标的组，要对索引进行按排，以使Pi＋1＞Pi。

　　作为一个例子，在下述按排中，每个码元7.25位的变换是由4个码元变换9位来实现。这相当于每个码元2.25位。正如表I中倒数第二行所述，在这种情况下，我们有5个子集，(Q＝[22.25]＝5)，并且每个子集包含32个码元(25)，剩下每个码元5位不变换。这些子集中的两个(S2和S3)有一个负的拷贝，以及S1是唯一的(通过0，一半码元对应于正电平，以及一半码元对应负电平)。

　　包含在4个码元序列中的组合总数是Q4＝625。例如，序列(12，2，3)包含子集S1中的2个码元，子集S2或S-2中的一个码元，以及子集S3或S-3中的一个码元，这类序列的数是42&Times;22&Times;2=48.]]>在这种情况下，所有的625种组合，在表II说明表II<

　　由于9位被变换，则需要从625个有效组合中选取29或512个组合。为了降低平均功率，我们应当降低S3以及S-3中码元的概率，因为他们要求的功率最大。在表III中给出Pr3最小化时的一个序列清单。用这种选择得到的概率是Pr1＝0.2285，Pr2＝0.4561以及Pr3＝0.3154(回顾一下，Pr1涉及32个码元，而Pr2和Pr3涉及64个码元)。对于具有4为最小间距的Μ律调制解调器的情况下，则表III中所列选择的平均功率是Pa＝-13.15dbm(这里一个单位的功率归一化为-66dbm)。如果从具有相等概率的5个集合中所包含的码元中选取码元，则Pa的值应当是-12.22dbm，这就意味着，仅仅通过被变换的码元的一个灵巧的选取，平均功率可以增加约1dbm。

　　还应注意到在Μ律调制解调器中，S1中码元之间的最小间距比S3码元之间的要小，因而对于取自不同子集的码元采取不同的误差保护可能是有利的。例如，用于S3和S-3中码元可能没有误差保护；用于S2和S-2中的码元可能需要比较小的校正能力，以及用于S1的则需要大的校正能力。在表IV中给出的选择可以保证至少在序列中的一个码元来自S3或S-3，以及因为不需要包含纠错冗余码，所以这种选择增加了数据的过量。

　　与此类似，我们可以选择序列，以使至少两个码元取自下列子集S2，S-2，S3或S-3。也就是说，半数码元仅需要较小的校正能力，因此，所达到的数据速率可能进一步增加，明显地，代价是要消耗较大的功率，然而，只要系统的功率不超过限制，增加平均功率不会有什么问题。

　　总之，一般来说，这里公开的变换方案是基于选择一种促进特定准则的特殊变换的思想。如果要使平均功率降到最小(一种整形代码)，则具有低功率的码元子集的概率应当增加，在这种非相等间距的构象中，增加数据速率可通过降低用于码元误差保护需要的码元数量来实现。与增加编码增益，可由增加冗余码来实现的纠错码类似，在变换中有效的冗余码也可被增加。在减少每个码元的位数的情况下，使用同一大小的信号构象，可以解释为增加冗余码。由于增加冗余码，遵循所要求的标准的子集的概率也可增加。

　　把需要保护送往编码译码器11的码元的两位最低有效位与要求使用小数位率以扩大编码译码器11应用结合起来，我们认识到这类小数位率变换并不是对所有位进行变换，正如上面公开的，把这种优势不参加在小数位率变换的那些位的编码结合起来以达到良好的性能。图6是这种方案的一个例子。任何不变换的位都加到一个编码器。图7只表示对不参加小数位率变换的一些位进行编码的例子(其它位则不进行编码)，图8是一个多电平编码的一个例子，图8的方案特别适合于当前的问题。因为用于对进入量化器10的码元的最低有效位的编码的目的在于更有力的保护次最低有效位。当然更有力的编码要求更多的冗余码，按照传输能力来说，代价也越昂贵。

　　图9是根据在此公开的原理的一个方案，可以注意到部件30，31，32以及33代替了图1中的变换器51。均衡器53可以遵循Ayangolu等人于1994年1月3日递交的系列号08/176742的美国专利申请，名称为“带有均衡器的高速量化—电平—采样调制解调器”中所教导的进行。

　　正如上述，它的优点是不使用量化器10所有的255个电平，因而，其速率是每个码元少于8位。我们已得出结论6.73333的位率用于某些应用是有益的，相当于每30个码元传输202个信息位，即每202个信息位流过缓冲器30，则框30～33有30个码元生成。以每两个码元的周期，缓冲器33传送11位到小数位率变换器33，相应于缓冲器33以每个码元周期传送6位。实际上变换器33每两个码元生成一位。可以注意到，这种变换的输出有能力支持一个212的字母表，但是由于输入被限制在211个组合，所以某些字母将永远不会送到电平选择器52。变换器33的6个位形成送到电平选择器的码元的最高有效位，再送回缓冲器30，缓冲器30以每30个码元周期向编码器32传送27位，相应地，编码器32以每个码元周期向电平选择器52传递一个信号位。实际上，每10个码元周期编码器32生成一位。编码器32的输出形成送往电平选择器码元的次最低有效位。最后，缓冲器30以每30个码元周期传送10位给编码器31，编码器31以每个码元周期传送一个信号位到电平选择器52。实际上，编码器31每3个码元周期生成一个2位。编码器31的输出形成送往电平选择器的码元的最低有效位。明确地说，这202位中那些位由编码器31，32，或33使用是不重要的，任何方便的路由算法都能工作。只要算法已知，接收的码元就能逐步分解成适当的位序列。公式如下：

　　部件31，32，以及33的设计方法的详细说明，在技术上是众所周知的。如果给出所要求的特定的输入/输出功能，技术人员就知道如何形成这些部件。例如变换器33可能是个只读存贮器(ROM)，带有11位输入，这只不过是只存贮器的地址。该ROM有12个输出，它被分成两组，每组6位，每个码元周期变换器33的输出交替地指向这两组。例如，变换器32可能是一个简单的奇偶校验码产生器，它每9位加一个奇偶校验位。变换器31和/或32可能是分组编码器或卷积编码器，用于变换器31的示意性卷积编码器在图10中说明。图10中的编码器包括4个延迟部件，模2加法器35，36，以及37和转向开关38。每三个码元间隔，插入一位到图10编码器中的第一个延迟部件34，(通过后面的延时部件进行数据移位)。开关38每个码元间隔存取不同的加法器并在三个加法器间转换。

　　应当注意，能够使用不同的编码器，以及按图7模式的多电平编码器方案也是可行的。这种方案在图11中说明，其中多电平编码器与图8中的相同，唯一的改变就是由小数位率(FBR)变换器39产生的位数。可注意到，变换器39的只读存贮器需要12×211位，而变换器39的只读存贮器需要10×29位；减少了4.8倍。

　　事实上在图9中的调制解调器5包括一个对送往电平选择器52的码元的两位最低有效位进行误差保护的装置，因而量化器10当然不是信号的终点。在部件200中必须提供装置，以便使用纠错码并校正在输出端可能出现的误差。该任务分配给译码器60的。用于校正这种误差的传统方法是通过软译码，其中由减去回波估值E’之后得到实际电平，用信号可能假设的两个可能的量化值进行评价。为简要地说明这个过程对于这两个选择规定一个“投资/效益”量度，这个量度以30个码元的整个序列进行累加。部件31，32，以及33的编码动作导致信号S中的有限组的不允许序列，或是带有高成本的序列。根据累计的量度值，正确的序列能被识别，因而，误差被校正。

　　图12是说明图9中框200的译码算法执行的流程图，它涉及最低有效位。它描述了一个分组长度为N的分组码的译码。对于卷积码，可以使用Viterbi译码器(参看上述的Gitlin参考文献)，具有如下述相同的“投资/效益”量度。图12中的流程图，包括部件13和20的动作，以及框60的译码。换言之，图12流程图相应于框200的实施方式，它通过一个存贮程序控制的处理器执行图12的处理。

　　流程图从单元101开始，角标K表示一组信号之一，K被置1。控制传到单元102，其中信号T(图9中减法器13的输出)被计算。图12中的单元103按照Μ律编码器减少的字母表量化信号T，得到一个中间信号Z(K)A，它对应于图9中框20的输出。在单元104，识别出信号Z(K)A与信号X(K)相关。信号X(K)是加到框60的信号。

　　由单元103的操作符Z执行的量化在T(K)的任何一边选择最近的两个邻值。这两个邻值在这以Z(K)A以及Z(K)B来标识。最靠近T(K)的邻值由将被标号为Z(K)A的量化过程来选择。判定单元105确定信号T(K)的量化是选择低电平邻值还是高电平邻值。当Z(K)A比T(K)高时，判定单元106确定对应的标号X(K)A是否是等于M－1，这里M是框60调制解调器标号。(M－1是标号集中的最后一个标号并对应最大的二进制数)。当为真(True)时，单元107设置另一个邻值X(K)B为M－2，以及控制转到单元108，当此为假时(False)，单元109设置X(K)B与X(K)A＋1，以及控制再一次转到单元108。当T(K)不大于Z(K)A并且X(K)A等于0(即为最低的标号)时，单元111x(K)B置1并且控制转到单元108。最后当X(K)A不等于0时，单元112置X(K)B为X(K)A－1，如前面一样，控制转到单元108。

　　计算第二个邻值X(K)B，单元108确定对应于Z(K)B的X(K)B电平。单元114计算出各阀值的间距，它涉及“投资/利益”度量值，同时控制转到单元115。

　　在单元115以下的循环中计算出与选择的X(K)A或X(K)B有关的整个分组的量度。单元115置角标I为0，单元116比较I的值与最低有效位X(K)A，X(K)A0。当他们相等时，在框117中确定量度。当噪声的方差Δ12已知，则投资/利益量度是Φi(K)＝Φ(Δ1(K)，Δ2(K)，其中Φ(Δ1,Δ2)=LogQ(-Δ1/Σ)Q(-Δ2/Σ).]]>在等式Δ1(K)=Δ(K)2-|XA(K)-T(K)|,]]>Δ2(K)=Δ(K)2-|XB(K)-T(K)|,]]>和Q(X)=12Π∫X&Infin;E-Y2/2dy]]>中Δx是围绕R(K)的阀值间的距离。当X(K)A的最低有效位不等于I时，则根据单元118，Φ(K)I＝0。对于I＝0一旦确定量度，借助判定单元119和增加I的动作单元110的帮助，则对于I＝0的“投资/利益”量度值被测定。控制转向单元121，确定Φ(K)1的及Φ(K)0后，角标K被增加。如果噪声方差为未知，则次优的译码可能发生，当Δ12＞0而Δ22＜0时，由Φ(Δ(K)1，Δ(K)2)定义的“投资/效益”量度等于Δ22，当Δ1≥0而Δ2≥0时，等于0，当Δ1＜0，而Δ2≤0时，等于Δ22－Δ12。

　　返回到图12，单元121增加角标K，且控制转到判定单元122。当K不大于分组大小N时，控制回到单元102。当K大于N，则控制转到单元123，角标I置0，确定最合适代码字的过程开始。单元124计算第I个码字Ei的累加量度值，单元125增加角标L，单元126确定下一个代码字的量度是否应当计算。当角标I不大于在E中的码字的数时，控制转到单元124，(其中E是用于最低有效位的纠错码)。否则，单元127标识角标I用于获得最大的利益，以及通过指定角标为角标F存贮该角标值。然后控制转向单元128，角标K被置1。

　　在单元128中角标K被设置后，判定单元113在对应角标F代码E(K)F中第K个分量的最低有效位与X(K)A相比较；如果他们相等，那么传递标号的最终估值被置为等于X(K)A，以及发送码元S(K)的最终估值被置成等于Z(K)A。在单元130，完成这些操作。当判定单元113得到的回答为假时，对于单元131，发送标号的最终估值被置成等于X(K)B，以及被发送码元(K)的最终估值被置成等于Z(K)B。然后，单元131中K加1，如果K不大于N，则根据判定单元132，控制转向判定单元113，否则单元133置K等于1，控制返到单元102，以开始对另一分组的译码。

　　图12的处理的结果是一个码元的选择，它满足编码器31的标准并有可能成为被发送的码元。更具体地说，该码元是一个有效码字的一部分，具有正确的最低有效位，剩下要决定的问题是其它各位是否也是正确的。尤其涉及次最低有效位是否正确。

　　正确码元的确定遵循图13的结构。在图13中，译码器61对应于图12的流程图，它确定码元的最低有效位，同时确定一个试探性的码元。该码元送到译码器62，标识出适合于编码器32的要求的有效电平，同样，标识出最终码元S’的次最低有效位，以及其余各位。由于码元的次最低有效位是通过简单的奇偶校验编码得到的，因此该位的校正过程比图12中的过程要简单一些。在图14中给出该处理过程。译码器61以及62的输出对应于加到部件31以及32的纠错编码的最低有效位并对应于变换器33的输出端各位。为了在变换器33输入端恢复各个位，可以使用简单的查表翻译，通过翻译器63实现。

　　根据图14的译码器的过程，单元201置角标K为1，单元202确定电平T(K)是R(K)－E(K)。当T(K)大于(K)时(由译码器61进行选择)，单元206，207，和209查看，它是与(K)相关的标号，以及选择一个相邻的标号X(K)2。然后控制转向单元208。与此类似，当T(K)不大于(K)时，单元210，211，和213也选择标号X(K)2，且控制转向单元208。单元208把码元S(K)2与电平X(K)2联系起来。单元214计算第二个码元选择的“成本/效益”量度值，它对应于Γ(K)＝式中△是围绕Γ(K)的阀值之间的距离。此后，单元215确定K是否小于N－1，其中N是分组长度(在对最低有效位编码中的分组长度，对次最低有效位不要求相同)，在这种情况下，控制转到单元201，确定与其它分组码有关的的量度值。否则，控制转向单元206，进行关于信号奇偶性确定；即在码元标号中第二位的奇偶性。当确定奇偶性为偶时(它是由编码器32规定的奇偶性)，可以得出结论由译码器61做出的最初的估值是有效的，以及对于K的所有的值最终的估计值S’(K)都置成等于输入估值(K)。控制转到单元201以开始新的记录。否则，单元217选择对应于最大值Γ的角标Η，通过置S’(Η)为S(Η)2修改那个标记(保留其余的，置S’(K)为(K))。最后，控制再次转向单元201，并开始处理新的记录。

　　上面公开了一些原理，以及使公开原理具体化的一些例子，但是，当然，在公开发明的灵感和范围之内，各种改进是完全可能的。例如，当上面谈到回波做为误差源进行补偿，明显地，在部件200内其它的误差源能被估计，也能被处理。还有，为了满足特殊的标准，例如平均功率设计变换器的同时，技术人员可能选择不对较低位进行编码。进一步，在施加给变换器的其它准则中，可能愿意选择一个码元字母表，使码元的数目降到最小，而这要求用于误差保护的冗余代码。

　　常见的数据编码方案有：单极性码、极性码、双极性码、归零码、双相码、不归零码、曼彻斯特编码、差分曼彻斯特编码、多电平编码、4B/5B编码。

　　单极性码：在这种编码方案中，只适用正的(或负的)电压表示数据。单极性码用在电传打字机接口以及PC机和TTY兼容的接口中，这种代码需要单独的时钟信号配合定时，否则当传送一长串0或1时，发送机和接收机的时钟将无法定时，单极性码的抗噪声特性也不好。

　　极性码：在这种编码中，分别用正和负电压表示二进制数“0”和“1”。这种代码的电平差比单极码大，因而抗干扰特性好，但仍需另外的时钟信号。

　　双极性码：信号在三个电平（正、负、零）之间变化。一种典型的双极性码就是信号反转交替编码（AMI）。在AMI信号中，数据流遇到“1”时使电平在正和负之间交替翻转，而遇到“0”时则保持零电平。

　　归零码：（ReturntoZero,RZ）码元中间信号回归到零电平，比如从正电平到零电平的转换表示码元“0”，而从负电平到零电平表示码元“1”。

　　双相码：双相码要求每一位中都要有一个电平转换。因而这种代码的最大优点是自定时，同时双相码也有检测错误的功能，如果某一位中间缺少了电平翻转，则被认为是违例代码。

　　非归零电平编码(Non-ReturntoZeroLevel,NRZ-L)：不使用0电平，用正电平表示“0”，负电平表示“1”。

　　非归零反相编码(Non-ReturntoZeroInverted,NRZ-I)：当“1”出现时电平翻转，当“0”出现时电平不翻转。这种代码也叫差分码。

　　曼彻斯特码（Manchester）：高电平到低电平的转换边表示"0"，低电平到高电平的转换边表示"1"，位中间的电平转换边既表示数据代码，也作定时信号使用。曼彻斯特编码用在以太网中。

　　差分曼彻斯特码(DifferentialManchester)：也叫做相位编码（PE）；常用于局域网传输。在曼彻斯特编码中，每一位的中间有一跳变，“0”表示位的开头有跳变，“1”表示位的开头没有跳变，位中间的跳变既作时钟信号，又作数据信号。

　　多电平编码：码元可取多个电平之一，每个码元可代表几个二进制位。

　　4B/5B编码：百兆位快速以太网的光纤分布式数据接口（FDDI，FiberDistributedDataInterface）中采用的信息编码方案。这种编码的特点是将欲发送的数据流每4bit作为一个组，每四位二进制代码由5位编码表示，这5位编码称为编码组（codegroup），并且由NRZI方式传输。

　　权利要求

　　1.一个响应所加的数字信号数字化码元的编码器，包括一个变换器，响应所加的信号的每B位，生成L组高有效位，每组高有效位包含C个位；以及编码装置，响应所加的信号位生成各组低有效位，每组低有效位包含A位，这里A，B，L以及C是整数，B/L是带分数(MixedFraction)，低有效位组符合预选的纠错模式，以及其中，一个最高有效位组的C个位与一个最低有效位组的A个位连结，形成一个所述码元，C个位形成码元的较高有效位，A个位形成码元的较低有效位。

　　2.权利要求1中的编码器，其中所述的纠错码是一个分组码。

　　3.权利要求1中的编码器，其中所述的纠错码是卷积码。

　　4.权利要求1中的编码装置包括第一编码级，根据所加的信号位生成所述码元的最低有效位；以及第二编码级，根据所加的信号位生成所述码元的最低有效位。

　　5.权利要求1中的编码器，这里编码装置包括第一编码阶段，根据所加的信号位生成所述码元的最低有效位，这里所述码元的最低有效位适合于第一预选纠错码；以及第二编码阶段，根据所加的信号位生成所述码元的次最低有效位，这里所述码元的次最低有效位适合于第二预选纠错码。

　　6.权利要求5中的编码器，其中所述第一预选误差校正码不同所述的第二预选误差校正码。

　　7.权利要求5的编码器，其中所述第一预选误差校正码比所述第二预选误差校正码有更强的纠错能力。

　　8.权利要求1中编码器，其中编码装置包括第一编码级，根据所加信号的位生成包括所述码元的最低有效位的各组位，这里所述的所述码元的最低有效位适合于第一预选误差校正码；以及第二编码级，根据所加信号的位生成包括所述码元的某些位的中间组位，这些位是在所述码元的所述最低有效位与所述码元的所述最高有效位之间，这里所述码元的所述中间组位适合第二预选误差校正码。

　　9.权利要求1中编码器，其中编码装置包括第一编码级，根据所加信号的位生成各组D的位，这里所述各组D的位适合于第一预选误差校正码；以及第二编码级，根据所加信号的位生成各组E的位，这里所述码元位的中间组适合于第二预选误差校正码；其中每个所述的码元是来自变换器一组高有效位的C个位顺序连接组E以及组D的位，其中变换器来的C个位包括每个码元的最高有效位。

　　10.在权利要求1的编码器，其中编码装置包括第一编码装置，根据所加信号的位生成组D的位，这里所述的组D适合于第一预选误差校正码；以及第二编码装置，根据所加信号的位生成组E的位，这里所述码元的所述中间组的位适合于第二预选误差校正码；根据所加信号的预选的未编码和未变换的位生成组F的装置；用于根据所述组D、E和F，以及根据变换器C个位形成码元的装置，这里每一个所述码元是一组来自变换器的C个高有效位和顺序来自组F，组E和组D的位的连结，这里C个变换器的位包括每个码元的最高有效位。

　　11.权利要求1的编码器，其中变换器所用的位和编码装置所用的位是各不相同的。

　　12.权利要求1的编码器，其中所述编码装置使用多层码。

　　13.权利要求1的编码器，其中所述编码的装置使用多层码，生成位的集合A。所述集合A包括两个子集，以及一个子集适合于第一预选误差校正码，以及另一个子集不被编码。

　　14.权利要求1的编码器，其中所述的编码装置使用多层码，生成位集合A，每个集合A包括两个子集，以及一个子集适合于第一预选误差校正码，以及另一个子集适合第二预选误差校正码。

　　15.权利要求14的编码器，其中所述第一预选误差校正码是分组码，以及所述第二预选误差校正码是奇偶码。

　　16.权利要求14的编码器，其中所述第一预选误差校正码是卷积码，以及所述第二预选误差校正码是奇偶码。

　　17.权利要求14的编码器，其中所述第一预选误差校正码是卷积码，以及所述第二预选误差校正码是奇偶码。

　　18.权利要求11的编码器，其中所述编码装置使用多层码，生成位集合A，每个集合A包括3个子集，以及一个子集适合于第一预选误差校正码，另一个适合于第二预选误差校正码，以及第三个子集不编码。

　　19.权利要求1的编码器，其中变换器包括一个码元字母表，它使得所述码元生成的信号的平均功率最小。

　　20.一个响应于所加的数字信号生成数字化码元的编码器，包括一个变换器，响应所加的信号的每B个位生成L个高有效位的集合，这里每个高有效位集合包含C位；以及编码装置响应所加的信号生成低有效位集合，这里每个低有效位集合包含C位，其中A，B，L和C是整数，B/L是一个带分数；其中变换器包含码元的字母表，它使所述码元生成的信号的平均功率最小，其中低有效位集合不编码，以及其中C位最高有效位集合与A位低有效位集合连结，形成所述的一个码元，C个位形成该码元的较高的效位，以及A个位形成该码元的较低有效位。

　　21.权利要求1的编码器，其中变换器包含一个码元字母表，它把对应有大功率要求的码元的总数增大到最大程度，在给定的最大平均功率范围内。

　　22.权利要求1的编码器包含一个码元字母表，它把要求误差保护的冗余码元的总数减到最低程度。

　　全文摘要

　　用于多层编码的码元的有效编码的方法和设备，对易受误差影响的码元分量进行编码比对误差不敏感的码元分量进行编码更为有利。用小数位率变换器与多层码相结合处理非一个二进制码元构象，以便生成一个有效的，高效的码元构象。随着码元的两位最低有效位用多层码进行编码，例证式说明，对数字式数据进行编码以及向一组码元上变换。最低有效位用一个比次低位更力的代码进行编码。在实际的识别中，最低有效位的误差似乎更多。最高有效位用小数位率变换器辅助变换，以优化码元构象所选择的样子，例子，平均功率。

　　数据编码数据通过编码可建立数据间的内在联系，便于计算机识别和管理。地理信息系统中主要的数据编码是服务于空间信息分析的地理编码。即为识别图形点、线、面或格网位置及属性而建立的编码方法，包括拓扑编码和坐标编码。前者是表示空间数据位置相邻逻辑关系的编码方法；后者是表示空间数据位置在某一坐标系统下的量度，可以是隐式的（对格网数据）或显式的。

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